寄生电感和MOSFET的交互关系是什么
高效率已成为开关电源（SMPS）设计的必需要求。为了达成这一要求，越来越多许多功率半导体研究人员开发了快速开关器件，举例来说，降低器件的寄生电容，并实现低导通电阻，以降低开关损耗和导通损耗。这些快速开关器件容易触发开关瞬态过冲。这对SMPS设计中电路板布局带来了困难，并且容易引起了栅极信号振荡。为了克服开关瞬态过冲，设计人员通常采取的做法是借助缓冲电路提高栅极电阻阻值，以减慢器件开关速度，抑制过冲，但这会造成相对较高的开关损耗。对于采用标准通孔封装的快速开关器件，总是存在效率与易用性的折衷问题。
在处理电路板布局和器件封装产生的寄生电感时，快速开关器件接通和关断控制是关键问题。 特别是，封装源极寄生电感是是器件控制的关键因素。在本文中，英飞凌提出了一种用于快速开关超结MOSFET的最新推出的TO247 4引脚器件封装解决方案。这个解决方案将源极连接分为两个电流路径；一个用于实现功率连接，另一个用于实现驱动器连接。这样一来，器件就能保持快的开关速度，同时又不必牺牲接通和关断控制能力。
本文编排如下：在第二节，将利用硬开关升压转换器来分析并开发一个简单的高频模型，该模型采用了具备MOSFET寄生参数和电路板寄生参数的标准通孔封装传统的TO247（即：电源电流路径和驱动电流路径是相同的）。第三节将对最新推出的TO247 4引脚封装做详尽的电路分析，以表明TO247 4引脚封装在开关速度、效率和驱动能力等方面的有效性。最后，第四节分析了实验波形和效率测量，以验证最新推出的TO247 4引脚封装的性能。
II.分析升压转换器中采用传统的TO247封装的MOSFET
A.开关瞬态下的MOSFET操作时序
要分析快速开关MOSFET中的封装寄生电感产生的影响，必须十分理解MOSFET工作处理。硬开关关断通常出现在硬开关拓扑和零电压开关拓扑中。本小节将逐步分析MOSFET关断瞬态操作。图1所示为硬开关关断瞬态下，理想MOSFET的工作波形和工作顺序。
图1 升压转换器中的MOSFET的典型关断瞬态波形
当驱动器发出关断信号后，即开始阶段1 ［t=t1］操作，栅极与源极之间的MOSFET电容器Cgs将开始放电。此时，MOSFET阻断特性保持不变。这个t1阶段被称为延时，它表征着MOSFET的响应时间。当MOSFET栅源电压Vgs达到栅极平台电压Vgs（Miller）时，这个阶段便告结束。
当Vgs与Vgs（Miller） 相等之后，将进入阶段2 ［t=t2］，在此期间，其电压水平将保持不变。负载电流将对漏极与源极之间的MOSFET电容器Cds进行充电，以重建空间电荷区。这个阶段将一直持续至MOSFET漏源电压Vds达到电路输出电压时为止。
阶段3 ［t=t3］ ，Cgs将继续放电。漏电流Id和Vgs开始线性下降，阻断MOSFET导通通道。当Vgs 与栅极阈值电压Vgs（th）相等，并且Id变为零时，这个阶段即结束。这个阶段结束后，MOSFET将完全关断。
阶段4 ［t=t4］ ，栅极驱动对Cgs持续放电，直至Vgs电压水平变为零。
B.传统的TO247封装MOSFET的开关瞬态特性分析
利用升压转换器，评估了封装寄生电感对MOSFET开关特性的影响。图2所示为传统的TO247 MOSFET等效模型的详情，以及升压转换器电路和寄生电感的详情。对于MOSFET模型， 3个电容为硅结构，分别位于各个连接引脚之间：栅漏电容Cgd、漏源电容Cds和栅源电容Cgs。键合丝产生了MOSFET寄生电感：栅极寄生电感Lg1、漏极寄生电感Ld1和源极寄生电感Ls1。这个模型也包含了电路板电路布局产生的杂散电感：Ld2、Ld3、Lg2和Ls2。分析中，LS等于Ls1+Ls2，Lg等于Lg1+Lg2，RG等于Int.Rg+Ext.Rg。
图2. 升压转换器中的TO247封装MOSFET等效模型和寄生电感
参照小节A中讨论的关断瞬态顺序，源极电感LS主要在瞬态阶段3影响到MOSFET开关特性。栅极驱动路径显示为红色，漏电流在蓝色环路上流动。快速电流瞬态过程中，LS 引发电压降VLs，这能抵消会降低驱动能力和减慢器件速度的栅极电压。
通过在驱动环路上运用基尔霍夫电压定律，栅源电压Vgs（t）可以表示为：
其中，
是关断阶段驱动电压。
根据等式1，t3时间段内，漏极电流变化速率dId/dt可以求解为：
从等式（2）和（3）可知，源极电感可以减慢开关瞬态，加剧开关过程中的有关能耗。在传统的TO247 MOSFET配置中，电路源极电感是MOSFET封装源电感Ls1与电路板布局源极电感Ls2之和。始终必须最大限度地降低封装源和电路板寄生的源极电感，因为二者均为关键控制要素。 较之采用通孔封装的MOSFET，通过将无引线SMD封装用于MOSFET，可以最大限度地降低封装中的寄生源电感。 因此，采用SMD封装的MOSFET也能实现快速开关，同时降低开关损耗。适用于4引脚器件的SMD封装名为ThinkPAK 8X8。
III.分析升压转换器中采用最新推出的TO247 4引脚封装的MOSFET
英飞凌已经在CoolMOS系列器件中推出新的封装概念4引线封装，其中，通孔封装名为TO-247 4PIN。如图3中的虚线框内所示，最新推出的TO-247 4引脚模型提供了一个额外的源极连接引脚。在内部连接中，引脚分离始于芯片內部，充当开尔文源。电源引脚S为电源接地提供了连接。开尔文源引脚，源-感侧引脚SS直接连接至驱动器地线，以便将驱动电流与电源电流路径分离。
由于源极分离，瞬态过程中源极电感对栅极驱动电路的影响将被消除。参见图3，驱动环路显示为红色，漏极电流环路不再相互作用。源电感引起的压降不再影响栅源电压Vgs（t）。如第二节中所讨论，阶段3时的栅源电压Vgs（t）为
其中， LG 等于 Lg1+Lg2+Lss。
图3. 升压转换器中的TO247 4引脚封装MOSFET等效模型
对应的时间段t3和漏极电流变化速率dId/dt可表示为：
从等式（5）和（6）可知，影响MOSFET电流速率的源极引脚电感被消除了。根据等式（2）和（5），较之TO247封装MOSFET，这缩短了器件的开关速度，降低了开关损耗。最新推出的TO247 4引脚MOSFET可实现相对较快的开关动作，从而降低开关损耗。
IV.实验验证
A.实验测试波形
将升压PFC转换器用作测量平台，进行评估。传统的TO247封装MOSFET和最新推出的TO247 4引脚封装MOSFET将被用作平台主用开关器件，以验证最新推出的TO247 4引脚封装MOSFET优于传统的TO247封装的开关性能和栅极控制能力。
图4所示为传统的TO247封装（上）和最新推出的TO247 4引脚封装（下）的硬开关关断波形对比。根据测得波形，从Vds（t）（蓝色波形）到Id（t） （黄色波形）的TO247 4引脚封装MOSFET的穿过时间，比最新推出的TO247封装MOSFET缩短了约40%。Vds 与ID 的重叠越少，意味着开关损耗越低。较之于传统的TO247封装，最新推出的TO247 4引脚封装MOSFET的振荡幅度Vgs （t） （紫色波形）也降低了30%。因此，最新推出的TO247 4引脚封装提供了更加可靠的开关控制。
图4. TO247封装MOSFET（上）和TO247 4引脚封装MOSFET（下）的MOSFET关断瞬态波形。试验条件：Ext. Rg=5 Ω，12 V栅极驱动电压、试验器件IPZ65R019C7
最新推出的TO247 4引脚封装MOSFET切换时间，比传统的TO247封装短。得益于开关损耗降低，最新推出的TO247 4引脚封装MOSFET实现了更高效率，如图5所示。在输入电压为110 Vac的满负荷试验条件下，相比于传统的TO247封装的试验结果，最新推出的TO247 4引脚封装MOSFET的效率提高了0.2%。在高电压情况下，即当输入电压为220 Vac时，也实现了与之一致的效率提升。
图5. 在110 Vac 输入电压条件下，TO247 4引脚封装MOSFET与TO247封装MOSFET的PFC效率对比。测试条件：Ext. Rg=5 Ω，开关频率=100 kHz，测试器件：具备相同硅芯片的IPW65R019C7（TO247）和IPZ65R019C7（TO247 4引脚）
V.结语
本文分析了快速开关MOSFET封装寄生电感对开关性能的影响。封装源电感是决定切换时间的关键参数，后者与开关速度和开关可控性密切相关。英飞凌最新推出的TO247 4引脚封装MOSFET能最大限度地减少传统的TO247封装寄生电感造成的不利影响，实现更高系统效率。
双向开关电感电路图分析设计
运行在QⅢ和QⅣ象限的二象限变换器如图所示，它是由二个开关，二个二极管和仅用一个电感L组成的。通常认为源电压V1和负载电压V2都是恒定电压。负载电压V2可以是蓄电池或电动机的反电势（EMF）。因为电路是完全对称的，所以电路的任一端都可以是电源端或负载端。源电压不一定要高于负载电压。R是电路的等效电阻。有两种运行模式：
（1）模式C（象限Ⅲ）：电能由V1端向V2端传递；
（2）模式D（象限Ⅳ）：电能由V2端向V1端传递。
